Un disseny per a una banda VHF amplificador de potència RF 40W de radiodifusió en FM

introducció

El que aquest disseny és per

Per augmentar la potència de sortida dels excitadors de banda de difusió FM de baixa potència, hi ha diversos que estan disponibles comercialment, tant com a kits com ja fets. Veure Com ser una estació de ràdio comunitària per als enllaços a comentaris d'alguns dels excitadors més populars.

Qui és aquest disseny per?

• Aquells que estan familiaritzats amb l'electrònica de RF i tècniques constructives mecàniques
• Aquells que ja han construït i provat amb èxit amplificadors de potència VHF (> 10W)

Com a referència, vegeu Introducció a l'estació de ràdio comunitària Electrònica

El següent equip de prova haurà sintonitzar l'amplificador:

• Font d'alimentació estabilitzada de corrent limitada (+ 28V, 3A)
• Multímetre, amb 3A o major rang de corrent
• 50W VHF càrrega fictícia
• RF Power Meter
• FM excitador, amb aprox. 26 - 27 dBm de potència de sortida
• Analitzador d'espectre RF
• Analitzador de xarxa RF o un analitzador d'espectre amb generador de tracking
• RF atenuador de potència

Aquest disseny és NO apte per a principiants i novells en RF VHF. Aquestes persones corren els següents riscos:

• Les cremades tèrmiques i RF
• Electrocució
• La destrucció de components de RF i equips de prova cars
• Radiació RF espúries no desitjades, el que resulta en la interferència a altres usuaris de l'espectre electromagnètic, arriscant així una visita d'Estat, i el consegüent risc de confiscació d'equips, multes i possiblement presó.
• Una gran quantitat d'estrès i frustració.

Per què aquest disseny cal

Crec que la qualitat de la gran majoria d’esquemes i dissenys d’equips de transmissió de FM disponibles a Internet està lluny de ser satisfactòria. Veure el meu assessorament en la construcció dels plans a la web. En particular, la informació disponible sobre els amplificadors de potència RF VHF és encara més desesperada, per exemple, dissenys que fan servir dinosaures de dispositius com el TP9380. Aquest disseny es basa en un nou dispositiu MOSFET, amb els avantatges que comporta

• alta guany
• alta eficiència
• facilitat de posada a punt

Com que la majoria dels dissenys al web tenen més de deu anys, utilitzar un dispositiu introduït recentment hauria de maximitzar la vida útil del disseny. També faig servir aquest disseny com a vehicle per demostrar la quantitat d'informació necessària per a un tercer que no estigui equipat amb habilitats de lectura mental per construir amb èxit aquest amplificador. La qüestió és la següent: si una persona és prou hàbil i experimentada per construir alguna cosa a partir d’una escassa informació de disseny, per exemple només un esquema, és igual de capaç de construir-la a partir de cap informació. Per contra, una persona que no tingui aquest nivell d’habilitat i experiència requerirà instruccions detallades per tenir èxit.

---

El disseny de procediments

El disseny de l'amplificador es basa en el recentment presentat (1998) Motorola MRF171A MOSFET (Fitxa de dades de MRF171A in PDF format).No cal confondre això amb l'ara discontinuat dispositiu més antic, MRF171.  Gener 2002 - Motorola canvia el seu poder la cartera de productes de dispositius de RF més oftern que algunes persones canvien les seves parts inferiors. Sembla que Motorola ha descarregat aquest dispositiu a M / A-Com.

Simulació per ordinador

La viabilitat inicial es va realitzar mitjançant un paquet de simulació lineal de RF i microones, específicament Supercompact. La versió que s’utilitzava era la 6.0, que francament considero que és una peça de programari pobra i no la recomano gens. Per a aquest dispositiu, Motorola proporciona paràmetres S i impedàncies de senyal de gran senyal. Els paràmetres S es mesuren a 0.5 A de corrent de drenatge en repòs, que representa un pas endavant en la caracterització del dispositiu, ja que tradicionalment els paràmetres S solien mesurar-se a corrents de drenatge força baixos. Tot i que això és satisfactori per a dispositius de senyal petit, l’ús de paràmetres S mesurats a petits corrents de drenatge és limitat per al disseny de l’amplificador de potència. 

Tot i que la informació del paràmetre S mesurada a 0.5 A podria haver proporcionat un punt de partida útil per al disseny, he optat per basar el disseny en les impedàncies de senyal gran de punta única. Aquests són mesurats pel fabricant del dispositiu ajustant el dispositiu per obtenir el millor rendiment a cada freqüència de prova en un dispositiu de prova genèric. A continuació, s’elimina el dispositiu de prova i s’utilitza un analitzador de xarxa vectorial per mesurar la impedància complexa que mira cap enrere cap a la xarxa coincident, mentre que aquestes s’acaben amb 50 R. Aquest procediment es realitza per a les xarxes de coincidència d’entrada i sortida. L'avantatge de les dades d'impedància de senyal gran és que es pot mesurar a la potència de sortida real que el dispositiu està dissenyat per generar i, per tant, són més representatives en un escenari d'amplificador de potència. Tingueu en compte que les impedàncies individuals grans només proporcionen informació per permetre sintetitzar una xarxa de coincidència d’entrada i sortida, no proporcionen informació sobre el guany probable, l’eficiència, el rendiment del soroll (si escau) o l’estabilitat de l’amplificador resultant.

Aquest és l'arxiu que s'utilitza per a la síntesi de la xarxa d'entrada.

* Mrf171i1.ckt; Nom del fitxer

* bloc de definició variable, el primer valor és el valor mínim permès, * el tercer és el valor màxim permès, el mig és variable

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; tap de la llista de circuits 1 2 c = c1 tap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 tap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; resistència d’alimentació de polarització de porta un 9 mrf171ip; referència a 1 port de dades IPNET: 1POR 1; creeu una nova xarxa de 1 port. FREQ PAS. 88MHZ 108MHZ 1MHZ.

* Declaració de control d’optimització, indica al simulador que optimitzi entre * 88 i 108 MHz i que aconsegueixi una pèrdua de retorn d’entrada superior a * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88MHZ 108MHZ MS11 -24DB LT

DADES FINALS

* Definiu una xarxa d'un port anomenada mrf171ip, fent referència a les impedàncies complexes equivalents de la sèrie * de gran senyal. Aquestes dades estan disponibles en punts de freqüència 4 *

* Definiu la informació dels paràmetres Z, format real i imaginari, * la impedància de referència és d'1 ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z FONT 30MHZ 12.8 -3.6 100MHZ 3.1 -11.6 150MHZ 2.0 -6.5 200MHZ 2.2 -6.0 FINAL

Per descomptat, l’ús d’un simulador no proporciona cap ajuda en la selecció de la topologia de circuits, ni tampoc els valors inicials dels components de la xarxa. Aquesta informació prové de l'experiència en disseny. Tots els valors d'optimització s'han restringit a màxims i mínims per mantenir la xarxa resultant realitzable.

Inicialment, es va provar una xarxa de coincidència de 3 pols, que no era capaç de proporcionar una coincidència de banda ampla suficient a través dels 20 MHz. L’ús d’un circuit de 5 pols va permetre assolir l’objectiu d’optimització. Tingueu en compte que el biaix de la porta 33R s’inclou a la simulació, ja que això ajuda a eliminar la xarxa d’entrada i millora l’estabilitat de l’amplificador final.

Es va realitzar un procediment similar per a la xarxa de sortida. En aquesta simulació, l'alimentació de drenatge es va incloure a la simulació. Tot i que, en realitat, el valor d’aquest sufocador no és crític, si es pot obtenir una estabilitat massa gran, si es fa massa petit, passa a formar part de la xarxa de coincidència de sortida, cosa que en aquest cas es creia que no era desitjable .

Opcions de components

Com que la potència d'entrada és de només mig watt, es van utilitzar condensadors i retalladors ceràmics estàndard al circuit de coincidència d'entrada. L1 i L2 (consulteu esquemàtic) es podria haver fet molt més petit, però es mantenien grans per a la coherència amb els inductors utilitzats a la xarxa de sortida. A la xarxa de sortida, es van utilitzar condensadors revestits de mica de metall i retalladors de compressió de mica per controlar la potència i reduir al mínim les pèrdues de components. L'estrangulador de banda ampla L3 proporciona certa reactància amb pèrdues a freqüències de RF més baixes, C8 s'encarrega del desacoblament AF (freqüència d'àudio).

L’ús d’un MOSFET de canal N en mode de millora (un voltatge positiu fa que el dispositiu es condueixi) significa que el circuit de polarització és senzill. Un divisor de potencial elimina la tensió requerida d'una baixa tensió estabilitzada per un díode zener de 5.6 V. El segon zener de 5.6 V, el D2, s’adapta com a mesura de precaució per assegurar que no s’aplica un voltatge excessiu a la porta del FET, cosa que sens dubte provocaria la destrucció del dispositiu. Els puristes estabilitzarien la temperatura del corrent de biaix, però com que el biaix no és crític en aquesta aplicació, això no es va molestar.

S'havia utilitzat un sòcol BNC per a l'entrada de RF, a causa de la poca potència d'entrada de RF. He utilitzat el tipus N per a la sortida de RF, no faig servir BNC per sobre d’uns 5W ni m’agraden els connectors d’estil UHF. Personalment, no recomano utilitzar connectors UHF superiors a 30 MHz.

---

construcció

L'amplificador es va construir en una petita caixa de fundició d'alumini. Les connexions d’entrada i sortida de RF es fan mitjançant preses coaxials. La font d'alimentació es dirigeix ​​a través d'un condensador d'alimentació de ceràmica cargolat a la paret de la caixa. Aquesta tècnica constructiva té com a resultat un blindatge excel·lent, evitant que la radiació RF escapi de l'amplificador. Sense ella, es podrien radiar quantitats significatives de radiació RF, la qual cosa interferiria amb altres circuits sensibles com VCO i etapes d’àudio, també es podrien produir quantitats importants de radiació harmònica. 

La base del dispositiu elèctric s’assenta a través d’un retallable al terra de la caixa de pressió i es cargola directament a un petit dissipador de calor d’alumini extruït. Una alternativa seria que la base del dispositiu d’alimentació estigui asseguda al terra de la caixa de pressió. Això no es recomana per dos motius, tots dos preocupats per proporcionar un camí eficaç per conduir la calor des del FET. En primer lloc, el sòl de la caixa de pressió no és especialment suau, cosa que provoca un mal camí tèrmic. En segon lloc, tenir el terra de la caixa de pressió al recorregut tèrmic introdueix més interfícies mecàniques i, per tant, més resistència tèrmica. Un altre avantatge de la tècnica constructiva triada és que alinea correctament els cables del dispositiu amb la cara superior de la placa de circuit.

L’ús del dissipador de calor especificat requerirà l’ús de refredament forçat d’aire (un ventilador). Si teniu previst no utilitzar un ventilador, caldrà un dissipador de calor molt més gran i l’amplificador s’hauria de muntar amb les aletes del dissipador vertical per maximitzar el refredament per convecció natural.

La placa de circuit està formada per una peça de PCB de fibra de vidre (placa de circuit imprès) revestida amb 1 oz de Cu (coure) a cada costat. Vaig fer servir Wainwright per formar els nodes del circuit: es tracta bàsicament de peces autoadhesives de material de PCB d’una sola cara estanyat, tallat a mida amb un fort parell de talladors laterals. Una alternativa senzilla és fer servir peces de PCB d’una sola cara de 1.6 mm de gruix, tallades a mida i després enllaunades. Aquests s’enganxen al pla de terra amb un adhesiu de tipus cianoacrilat (per exemple, super-cola o Tak-pak  FEC 537-044). Aquest mètode de construcció fa que la part superior del PCB sigui un excel·lent pla de terra. L'única excepció a això són els dos coixinets per a la porta i el drenatge del FET. Aquests es van crear marcant acuradament la capa superior de coure amb un bisturí afilat i, a continuació, eliminant les esqueixos de coure amb l'ajut d'una punta de ferro de soldadura de punta fina i el bisturí. Si feu passar la punta de ferro al llarg del tros de coure aïllat, afluixeu la cola suficientment perquè el Cu es pugui pelar amb el bisturí. El pad de la porta així creat és clarament visible al fotografia del prototip

Després d’haver fet l’obertura al PCB perquè la base del dispositiu d’alimentació pogués seure, vaig embolicar cinta de coure per la ranura per unir els plans de terra superiors i inferiors. Això es va fer en dos llocs, a sota de les pestanyes d'origen. La cinta de coure es va soldar a la part superior i inferior.

veure fotografia per a posicions de components suggerides. La pantalla vertical a la dreta del recinte és un tros de material de PCB de doble cara soldat al pla de terra superior per ambdós costats. Es tracta d’un intent de millorar el rebuig harmònic final, reduint l’acoblament entre els inductors que formen la coincidència de sortida i els inductors que formen el LPF. Per fer aquest tipus de treballs de soldadura, caldrà un soldador de 60 W o més, preferiblement un de temperatura controlada. Aquesta planxa estarà massa per sobre dels components més petits, de manera que també caldrà una planxa més petita.

Com s'ha esmentat a continuació, els inductors LPF es solden directament a les pestanyes dels condensadors de metall amb revestiment.

Procediment de construcció Rough and Ready suggerit

1. Tallar un tros de material de doble cara PCB de la placa base (aprox. 100 x 85mm)
2. Creeu l'obertura per al FET, mitjançant una selecció de simulacres i fitxers. Utilitzeu el FET com a plantilla, si cal, però no el feu explotar amb estàtic. Assegureu-vos que acabareu amb el desguàs al costat dret.
3. Trepant sis forats al PCB, es tracta de mantenir la placa a la caixa de fosa
4. Col · loqueu la placa a la caixa i utilitzar els forats al PCB per perforar a través de la caixa de
5. Temporalment cargolar la placa a la caixa
6. Esbrineu on anirà el dissipador de calor, a sota de la caixa. El dispositiu hauria d’acabar cap al centre del dissipador de calor. O bé practiqueu alguns forats més per tot el lot i torneu a utilitzar alguns dels forats existents de la PCB / caixa i esteneu-los a través del dissipador de calor. Cargoleu temporalment el dissipador de calor al conjunt PCB / caixa. Quan mireu la part superior del quadre, ara hauríeu de veure un tros de dissipador de calor, de la mateixa mida que la base del FET.
7. Rig tu mateix una mica de protecció estàtica (si tens un vell dispositiu de bufat-up o un dispositiu bipolar en el mateix paquet que vostè no haurà de preocupar per això) i col · locar el dispositiu a l'obertura al tauler.
8. Utilitzeu la FET per donar li dones les posicions centrals dels forats de muntatge '
9. Torneu a portar-ho tot a trossos. Feu dos forats al dissipador de calor per al FET
10. Perforar els forats en els dos extrems de la caixa per als connectors de RF i el condensador de pas de cables
11. Esteneu el PCB, superior i inferior, amb una planxa gran. Utilitzeu suficient soldadura per obtenir un acabat suau, però no massa per crear zones elevades de soldadura, especialment a la part inferior, ja que evitaran que el PCB quedi pla contra el terra de la caixa.
12. Creu les dues illes per la porta de FET i de drenatge, com es detalla en el paràgraf anterior
13. Cinta de coure de soldadura entre les cares superior i inferior de la placa per sota en les pestanyes d'origen seran
14. Crear les illes PCB, estany ells, enganxar-los a la PCB amb la fotografia com una guia
15. Crear i muntar la pantalla entre l'amplificador i les zones LPF
16. Aplicar tots els components restants de PCB, amb l'excepció que el FET
17. Col · locar la placa a la caixa i el dissipador de calor
18. Muntar el i connectar i els connectors de RF i l'alimentació a través del condensador
19. Prenent les precaucions antiestàtiques de nou, apliqueu la pel·lícula contínua més fina possible de pasta de transferència de calor a la base del FET. Això es pot fer convenientment amb un pal de còctel de fusta
20. Doblega els darrers 2 mm de cadascun dels cables del FET. Això farà que sigui molt més fàcil d’eliminar, en cas de necessitat
21. Cargoleu el FET al dissipador de calor. Massa fluix i el dispositiu s’escalfarà en excés, estarà massa ajustat i distorsionareu la brida del dispositiu i es tornarà a escalfar. Si teniu un tornavís de parell, busqueu el parell recomanat i utilitzeu-lo. 
22. Si heu entès correctament les instruccions, les pestanyes del dispositiu estaran fraccionades per sobre del PCB Soldeu el FET amb el ferro gran, primer les fonts, després el desguàs i, finalment, la porta. És possible que hagueu de desconnectar L4 i L5 mentre esteu instal·lant el FET, però no desconnecteu R3, ja que proporciona protecció estàtica al dispositiu.

Esquemàtic

Llista de peces

notes

1. Números de referència Farnell són només de guia - les altres parts equivalents es poden substituir.
2. Condensadors de metall revestits són ja sigui Semco Sèries MCM, sèries Unelco J101, Underwood o Arc Sèries MCJ-101 disponibles, entre altres llocs, Peces de RF.
3. MRF171A disponible des BFI (Regne Unit), Richardson or Peces de RF (EUA)
4. Arc o trimmers Sprague estan disponibles a Conceptes de Comunicació (EUA)
5. 18 SWG (calibre del cable estàndard) és diàmetre aproximadament 1.2mm
6. 22 SWG (calibre del cable estàndard) és diàmetre aproximadament 0.7mm
7. Per fer els inductors, enroleu el nombre de voltes requerit al voltant d’un model de mida adequada, utilitzeu inicialment un diàmetre de filferro entre cada volta. A continuació, estireu els girs per obtenir la longitud necessària a la taula de llista de peces. Finalment, comproveu el valor mitjançant un analitzador de xarxa i ajusteu-lo en conseqüència.
8. L'excepció a la regla de separació anterior és L4, que està prop de la ferida.
9. Fulls de coure està disponible en botigues d'artesania (utilitzat en la fabricació de vitralls)
10. A / R = A COMANDA

Fotografia de l'amplificador Prototype

Tingueu en compte l'orientació del FET. L'avantatge de la barra és el drenatge, i està a la dreta

---

Proves de filtre de pas baix

Qualsevol amplificador de potència de RF ha de ser seguit per una filtre de pas baix (LPF) per reduir la harmonia fins a un nivell acceptable. El que és aquest nivell en una aplicació sense llicència és un punt discutible, però a mesura que augmenta la potència de sortida, s’ha de prestar més atenció a la supressió harmònica. Per exemple, un 3r harmònic de -30dBc en una unitat de 1W és 1uW, que és poc probable que causi molèsties, mentre que -30dBc la tercera supressió harmònica en una sortida de 3KW resulta en una potència de 1W al tercer harmònic que pot ser problemàtic. Així doncs, per al en fotometria absoluta) nivell de radiació d'harmònics en el segon exemple que sigui la mateixa que la primera, ara hem de suprimir el tercer harmònic per 60dBc.

En aquest disseny vaig prendre la decisió d'implementar un filtre de pas baix Chebyshev de 7 pols. Es va escollir un Chebyshev, ja que la ondulació de la fase i l'amplitud dins de la banda de pas no era crítica, i el Chebyshev proporciona una millor atenuació de la banda de parada que, en comparació, amb el de Butterworth. La banda de parada de disseny es va escollir a 113 MHz, donant un marge d’implementació de 5 MHz des de la freqüència de banda de pas més alta desitjada a 108 MHz i l’inici de la banda de parada a 113 MHz. El següent paràmetre de disseny crític va ser la ondulació de la banda de passada. Per a un disseny de freqüència única, és pràctica normal triar una gran ondulació de banda de pas, per exemple 1 dB, i ajustar el pic de l'últim màxim de banda de passada a la freqüència de sortida desitjada. Això proporciona la millor atenuació de la banda de parada perquè una major ondulació de la banda de pas resulta en una atenuació de la banda de parada més ràpida. Un filtre de set pols té 7 elements reactius, en aquest disseny quatre condensadors i tres inductors. Com més pols, millor serà l’atenuació de la banda de parada, a costa d’una major complexitat i una major pèrdua d’inserció de la banda de pas. Es necessita un nombre senar de pols, ja que la impedància d'entrada i sortida s'ha dissenyat per ser de 50R.

Com que aquest disseny és de banda ampla, això limita l'ondulació de la banda de pas a un nivell tal que la pèrdua de retorn de la banda de pas no esdevingui horrible. Utilitzant l'excel·lent utilitat de disseny de filtres shareware Faisyn (disponible a FaiSyn RF Disseny Pàgina d'inici del programari) permet investigar fàcilment aquestes compensacions i em vaig conformar amb una ondulació de banda passable de 0.02 dB. Aquest programa també calcula els valors del filtre per a vosaltres i emet un netlist en un format adequat per introduir als simuladors de circuits lineals més populars. Amb 7 pols, es va optar per utilitzar 4 condensadors i 3 inductors o 3 condensadors i 4 inductors. Vaig escollir el primer, ja que resulta en un component menys al vent. Els valors dels condensadors donats pel programa faisyn es van examinar per comprovar que eren propers a un valor preferit, que eren. Si haguessin caigut entre els valors preferits, les opcions inclourien la paral·lelització de dos condensadors junts, cosa que augmenta innecessàriament el recompte de components o ajustar subtilment la freqüència de la banda de parada i la banda de passada per obtenir un conjunt de valors més desitjable.

Per aplicar el filtre, vaig decidir utilitzar condensadors cobertes metàl · liques de mida estàndard realitzades per Unelco o Semco. Els inductors estaven fabricats a partir de 18 filferros de coure estanyats SWG (calibre estàndard). Segons la meva experiència, poc es pot guanyar amb l'ús de filferro de coure platejat. Els inductors es formaven al voltant del centre d'un estàndard RS or Farnell ajustar l'eina (FEC 145-507): té un diàmetre de 0.25 polzades i 6.35 mm. En cas contrari, utilitzeu la broca de mida adequada. Els dos inductors externs estaven enrotllats en sentit horari i l’interior enrotllat en sentit antihorari. Es tracta d’un intent de reduir l’acoblament inductiu mutu entre els inductors, que tendeix a degradar l’atenuació de la banda de parada. Per la mateixa raó, els inductors estan disposats a 90 ° entre si, en lloc de tots en línia recta. Els inductors es solden directament a les pestanyes dels condensadors revestits de metall. Això manté les pèrdues al mínim. Un filtre d’aquest tipus acuradament construït pot presentar una pèrdua d’inserció de banda passant superior a 0.2 dB. Aquests són els resultats de les proves de la unitat prototip.

Sabent els valors necessaris per als inductors, vaig fer una conjectura basada en l’experiència de quantes voltes necessitava i després vaig utilitzar un analitzador de xarxa de RF adequadament calibrat per mesurar la inductància de l’inductor que havia creat. Aquesta és, amb diferència, la forma més precisa de determinar el valor de les inductàncies de valor petit, ja que la mesura es pot fer a la freqüència de funcionament real del filtre. Després d’haver mesurat el valor i ajustat les inductàncies en conseqüència, hauríeu de trobar que, quan es construeix el filtre complet, sorprèn poc l’ajust per finalitzar l’ajust del filtre.

La millor manera d’afinar aquest filtre és minimitzar la pèrdua de retorn d’entrada de banda passant, mitjançant un analitzador de xarxa. Si minimitzeu la pèrdua de retorn d’entrada, minimitzareu la pèrdua de transmissió de banda passada i l’ondulació de la banda passada. El 20MHz lapse El gràfic mostra que he aconseguit una pèrdua de retorn de banda passant de -18 dB Si no teniu un analitzador de xarxa, les coses són una mica més complicades. Si simplement ajusteu una freqüència puntual, configureu una font d’alimentació de RF per accedir al filtre mitjançant un mesurador de potència direccional. El filtre s’acaba amb una bona càrrega de 50R. Ara controleu la potència reflectida que torna del filtre i sintonitzeu el filtre per minimitzar la potència reflectida. Si voleu un rendiment de banda ampla, haureu d’intentar fer-ho per exemple, en tres freqüències: inferior, mitja i superior de la banda. Alternativament, si aconseguíssiu mesurar prou bé els inductors per altres mitjans, podríeu muntar el filtre i deixar-lo així, sense cap altre ajustament.

Després d’haver estat sintonitzat per a la pèrdua mínima de retorn de la banda de passada, l’atenuació de la banda d’aturada es fa càrrec de si mateixa, no l’haureu de sintonitzar ja que desordenareu la pèrdua d’inserció de la banda de passada. El 200MHz lapse El gràfic mostra que he gestionat 36 dB de rebuig al segon harmònic de 2 MHz, que és el pitjor dels casos. En referència al 600MHz lapse gràfic mostra l'harmònica 3rd de 88MHz suprimida per 55dB i les ordres superiors en una quantitat més gran que aquesta.

Prova Amplificador

Vaig utilitzar un analitzador de xarxa HP 8714C per sintonitzar aquest amplificador. Sense accés a un analitzador de xarxa, haureu de ser extremadament inventius per optimitzar el rendiment de la banda ampla. Un cop ajustat el LPF, el següent treball és establir el biaix FET. Feu-ho amb un analitzador d'espectre connectat a la sortida (a través d'una quantitat adequada d'atenuació, almenys 40dB) per controlar si hi ha oscil·lacions falses. Connecteu una bona càrrega de 50R a l'entrada i connecteu una font d'alimentació estabilitzada (unitat d'alimentació) amb un límit de corrent definit a 200 mA.

Establiu tots els retalladors al centre de la seva gamma. Amb els talladors de ceràmica en miniatura especificats, quan la metal·lització de mitja lluna a la placa superior del tallador està totalment alineada amb la plana del cos del tallador, el tallador té la màxima capacitat. Gireu 180 ° des d’aquí per obtenir una capacitat mínima. Estableix R1 per a la tensió mínima (prova abans d’adaptar el FET si no saps de quina manera és això). Augmenteu lentament la tensió d’alimentació de 0V a + 28V. L'únic corrent extret hauria de ser el que pren el circuit de polarització, aproximadament 14 mA. Ara ajusteu R1 per afegir 100 mA a aquesta xifra. No hauria d’haver cap pas sobtat en el corrent pres des de l’alimentació. Si n’hi ha, l’amplificador és gairebé segur que oscil·la.

Si tot està bé, apagueu. Calibreu l’analitzador de xarxa. A l'HP 8714C per a aquesta aplicació normalitzo S11 en un circuit obert i faig un calibratge a través de S21 amb 40 dB d'atenuació en línia. Viouslybviament, els atenuadors utilitzats s’han de classificar com a mínim a 50W de RF a freqüències VHF.

Ara la vida es complica una mica. Normalment, recomanaria mirar a través de la combinació de l'amplificador i LPF, però com que el punt de ruptura de LPF és només 5 MHz per sobre de la banda de pas desitjada de l'amplificador, fa impossible veure la forma de resposta de l'amplificador si això passa a ser de banda superior a 108 MHz . Per aquest motiu, vaig fer la sintonització inicial de l’amplificador amb el LPF ignorat, cosa que em va permetre configurar l’analitzador de xarxa prou ampli per veure on era la resposta de l’amplificador.

Amb 0dBm de la unitat, ajustar lluny per aconseguir uns 15dB de guany i millor que 10dB de pèrdua de retorn a través de 88 108 MHz (parcel · la petita guany del senyal, Pin = 0 dBm). Ara ascendiu la unitat fins a l'amplificador, retrocedint el límit de corrent adequadament. Notareu que a mesura que augmenteu la unitat de RF, el guany augmentarà i la pèrdua de retorn d’entrada millorarà. Aquest comportament és una conseqüència de polaritzar el FET comparativament lleugerament. Podeu esbiaixar els fruits secs del FET i inclinar-lo a, per exemple, 0.5A, això us donarà més guanys a nivells inferiors de disc. Per a aplicacions normals, recomano utilitzar un biaix inferior. Un elevat biaix a nivells de producció reduïts reduirà l'eficiència de CC a RF.

Ara haureu de refredar l'amplificador, tret que l'heu equipat amb un enorme dissipador de calor. Amb l'HP 8714C podeu obtenir una font d'alimentació de + 20 dBm (això és el que diu a la pantalla, en realitat és inferior a això) (senyal mitjà de guany solar, Pin = + 20 dBm). Amb aquest nivell de disc, ara podeu sintonitzar entre 18 i 20 dB de guany i pèrdua de retorn millor que 15 dB. En aquest moment, tornaria a connectar el LPF i reduiria la durada de l'analitzador de xarxa a 20 MHz centrada en 98 MHz. Certament, no es recomana conduir l'amplificador a una potència superior a 108 MHz a la LPF. Abans de deixar-vos portar, canvieu a CW (el millor és allargar l'escombrat d'escombrat a diversos segons a CW per evitar que els analitzadors escombrin el volant enrere) i mireu la sortida de l'analitzador d'espectre. La sortida hauria de ser neta com la neu conduïda, recordeu que heu de comprovar que la sortida és a la freqüència amb què esteu excitant l'amplificador, si no és així, veureu una horrible oscil·lació de banda.

Per a la sintonització de la planitud de la potència final, perquè tenia accés a un laboratori intel·ligent de RF amb tot el que podia necessitar (equip de prova, de totes maneres) he utilitzat un amplificador de banda ampla Mini-Circuits ZHL-42W per augmentar la sortida de l’analitzador de xarxa per permetre per afinar la resposta de guany dels amplificadors a tota potència de sortida. La trama de guany final es va prendre configurant la potència de la font de manera adequada i després fent un calibratge mitjançant l'amplificador de mini-circuits i els atenuadors de potència en línia. Això em va permetre traçar només el guany de l'amplificador de potència. A continuació, vaig canviar d’escombratge lent i vaig utilitzar un mesurador de potència RF calibrat per mesurar amb precisió la potència de sortida de RF. Conèixer la potència de sortida de RF i el guany amb precisió em va permetre calcular la potència d’entrada de l’amplificador de potència. Aquesta trama mostra que el guany de potència és inferior a 20 dB i que és pla a uns 0.3 dB a tota la banda (senyal de gran guany solar, Pin = + 26.8 dBm). Juntament amb la posada a punt, s’ha de comprovar l’eficiència. Vaig gestionar un mínim del 60% a 88 MHz a 40 W de sortida, millorant amb majors potències de sortida. Diria que és més important una bona eficiència que una bona planicitat. Des del punt de vista dels oients, la diferència entre la producció de 35W i 45W és insignificant, però si es pot consumir una potència inferior amb una bona eficiència, el FET funcionarà més fresc, durarà més i serà més resistent a les falles com un VSWR alt.

Quina potència de sortida escolliu per executar finalment depèn de vosaltres, el MRF171A funcionarà feliçment com a mínim 45 W i probablement molt més, tot i que no el recomano. Al voltant de 40 a 45W són suficients Com mantenir al seu final Dispositiu d'alimentació RF Alive per més informació.

Amplificador Resultats

No es podia mesurar cap harmònic a la sortida de l'amplificador fins a un sòl de soroll de -70dBc. Això és d’esperar, ja que una ràpida investigació va mostrar els harmònics bruts de l’amplificador abans del LPF a uns -40dBc. Ja s'ha demostrat que el filtre té una supressió harmònica mínima de -2dBc. No es va veure cap sortida falsa.

No es van fer mesures formals amb VSWR de sortida deficient. Accidentalment vaig fer funcionar l'amplificador a tota potència en un circuit obert durant uns segons, i no va esclatar. L’ús d’una font d'alimentació amb un límit de corrent fixat amb cura ajudarà a evitar que l'amplificador faci alguna cosa estúpid en aquestes condicions.

---

Sol·licitud

Com a exemple d'una aplicació d'aquest amplificador vaig usar el Broadcast Magatzem 1W LCD FM PLL Exciter per accionar l'amplificador de banda ampla de 40W. Per evitar modificar la unitat Broadcast Warehouse, he utilitzat un bloc BNC de laboratori 3dB entre l'excitador i l'amplificador de potència, per proporcionar el nivell de disc adequat a l'amplificador. Es va programar l'excitador per a tres freqüències diferents, mesurant a cada freqüència la potència de sortida i el consum de corrent, cosa que permet calcular l'eficiència de CC a RF.

Alimentació de l'etapa de potència = 28V
Tensió d'alimentació Exciter = 14.0V, Exciter consum de corrent = 200 mA aprox.

L’excitador de Broadcast Warehouse incorpora una instal·lació d’aturada de RF fora de bloqueig, que s’utilitza durant la reprogramació de PLL de manera que no es generen RF fins que no s’ha recuperat el bloqueig de freqüència. Quan la parada de RF dels excitadors estava activa, la sortida de l'amplificador es reduïa de manera similar, és a dir, l'amplificador es mantenia estable.

---

Conclusió

He demostrat un amplificador de banda ampla, que un cop sintonitzat, no requereix cap altre ajust per cobrir la banda de transmissió FM de 87.5 a 108 MHz. El disseny utilitza un MOSFET d’última generació que proporciona gairebé 20 dB de guany amb una sola etapa, té una bona eficiència de CC a RF, un baix recompte de components i és senzill de construir. El cost de les peces no hauria de superar els 50 GBP, el FET utilitzat en el prototip costarà menys de 25 GBP

Si aquest amplificador s'utilitza amb un excitador de banda ampla i de l'antena, la combinació resultant permet a l'usuari canviar freqüència de transmissió a voluntat sense necessitat d'ajustos necessaris de totes maneres a la cadena de transmissió.

L'amplificador requereix un alt grau d'experiència de la potència de RF de sintonia, i l'accés als equips professionals de proves de RF

---

Treball Futur

• Construir unitats addicionals per avaluar la repetibilitat
• Disseny de placa de circuit imprès
• Millorar l'estabilitat sota males condicions de conflicte d'entrada
• Reduir el nombre de components variables
• Investigar variant el corrent de polarització del FET per modificar el guany de l'amplificador

 

---

Va contribuir

Contribució de Electrònica únics (Woody i Alpy)
"Aquí teniu un PCB per al MRF171A, mosfet de 45 watts, a la vostra pàgina.
El fitxer està en format bmp. Utilitzeu una pel·lícula làser i una impressora làser, s’imprimirà a mida. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

El nostre altre producte:

Transmissor FM amb antena 15W	Econòmica completa estació de ràdio FM	Transmissor de ràdio FM 3KW prestatge
El transmissor 5KW TV analògica	Amb polarització circular Antena FM	Cosa de quatre ranures d'antena de TV